10-киловаттный  ИИП для  концертного усилителя

Мощности, которые потребляют усилительные установки в системах озвучивания дискотек и небольших площадок, достигают 2 ...10 кВт. При этом для выходных каскадов усилителей требуются питающие напряжения от ±80 до ±160 В (и выше).

В данной статье предлагается двухполярный импульсный источник питания (ИИП) (рис.1), предназначенный для электропитания оконечных   каскадов  концертного

УМЗЧ. Среди электропитающих устройств, описанных на страницах журнала на данный момент, этот ИИП является самым мощным.

ИИП обеспечивает постоянное двухполярное выходное напряжение, которое стабилизировано по широтно-импульсному принципу, а также обладает системой защиты от перегрузки по току (защита от перегрева компонентов не предусмотрена). ИИП питается от 3-фазной сети частотой 50 Гц Включение источника в сеть при отсутствии выходной нагрузки не приводит к аварии, а лишь негативно сказывается на коэффициенте стабилизации напряжения. Но нужно подчеркнуть, что нормаль-

Схемы источники питания
10-киловаттный  ИИП для  концертного усилителя
10-киловаттный  ИИП для  концертного усилителя
10-киловаттный  ИИП для  концертного усилителя

Источник: Журнал Радиомир № 2 за 2011

10-киловаттный  ИИП для  концертного усилителя

Массовый ежемесячный научно-технический журнал

——

Журнал Радиомир № 2 за 201110-киловаттный  ИИП для  концертного усилителя

ный запуск ИИП осуществляется только после предварительного включения всех прочих блоков и сис-

тем аудиокомппекса. Частота преобразования аппарата — сравнительно невысокая (25 кГц) и обусловлена частотными свойствами мощных ключевых транзисторов импульсного преобразователя. Если нет перекоса фаз. коэффициент мощности ИИП может доходить ДО 0.955 [1, С.20; 2. С. 10], что связано с особенностью функционирования выпрямителя Ларионова с нулевым диодом и фильтром, обладающим индуктивной реакцией.

Назначение компонентов

Защиту питающей сети при возникновении какой-либо неисправности в устройстве обиспечивает З-фазный автоматический выключатель FU1. Варисторы RU1.. RU6 блокируют кратковременные перенапряжения, возникающие в сети Дроссели L2...L5 совместно с конденсаторами С7, СЮ, С11, С22, С28. С32, С34, С35, С37, С39, С44. С45.С221 . .С223 выполняют функцию высокочастотного реактивного фильтра, подавляющего пульсации, которые могли бы пройти в питающую сеть. Резисторы R45...R47 демпфируют дроссели L3...L5, уменьшая их ЭДС самоиндукции

Отфильтрованное переменное сетевое напряжение подведено к выпрямителю Ларионова VD35 с нулевым

диодом VD36. Частота пульсаций на его выходе составляет 300 Гц. Дроссель L11 с небольшой индуктивностью необходим для фильтрации высокочастотной составляющей, способной попасть в питающую сеть, а также для того, чтобы при подключении к выходу выпрямителя Ларионова конденсаторов С317, С346.. С381 практически не снижался коэффициент мощности и не искажалась форма фазного тока [2, C.10J. Полипропиленовые конденсаторы С317, С346...С381 необходимы для нормальной работы импульсного преобразователя. Постоянные резисторы R63...R66 разряжают конденсаторы С317,С346...С381 после завершения работы устройства. Благодаря обмотке II двухобмоточного дросселя L11 и диоду VD38 происходит рекуперация энергии, запасенной в магнитном поле дросселя, обратно в конденсаторы С317, С346...С381 цепи питания преобразователя. Варисторы RU7 и RU8 подавляют импульсы перенапряжения, вызванные ЭДС самоиндукции дросселя L11.

10-киловаттный  ИИП для  концертного усилителя

В реальности, в связи с тем. что на диодах выпрямителя VD35, открытом тиристоре VS1, обмотке I дросселя L11 и пр. имеются падения напряжения, постоянное напряжение, подаваемое на импульсный преобразователь, может быть примерно на 10% меньше [3, С.78].

Заряд конденсаторов С317, С346...С381 в момент включения источника порождает импульс тока, протекающий по мосту Ларионова VD35. Чтобы заряд емкостей конденсаторов фильтра не вызывал токовых перегрузок, применена цепь ступенчатого запуска, исполнительным элементом которой выступает тиристор VS1.

В момент включения источника VS1 закрыт, а ток заряда С317, С346...С381 протекает через резистор R53, ограничивающий его на уровне 22,6 А (при максимальном напряжении сети). Такой ток не опасен для диодов VD35 (максимальный ток, потребляемый импульсным преобразователем, — примерно 24 А). После заряда конденсаторов фильтра R53 шунтируется тиристором VS1, включение которого происходит с задержкой, определяемой цепочкой C287-R57.

Открывает VS1 полевой транзистор VT12, резистор R55 ограничивает ток управляющего электрода (сопротивление R55 выбрано так, чтобы ток управпяющего электрода с запасом превышал отпирающий). Конденсатор С286 предотвращает случайное включение тиристора от помех.

Питание цепи ограничения импульса тока, порождаемого зарядом конденсаторов С317, С346...С381. осуществляется от параметрического стабилизатора R54-VD37-VT11 Конденсатор С288 подавляет пульсации напряжения. От этого же стабилизатора запитаны вентиляторы М1.. .МЗ, ЭДС самоиндукции обмоток которых подавляет диод VD39.

Стабилизатор подключен к импульсному выпрямителю со сглаживающим LC-фильтром на С228, С229. L6. VD27.. VD30. Дроссель L6 — демодулирующий. Он необходим для того, чтобы напряжение на конденсаторах С228 и С229 было пропорционально эффективному, а не амплитудному значению напряжения на обмотке II трансформатора Т4. Полипропиленовый конденсатор С229 с низкими паразитными сопротивлением и индуктивностью шунтирует по высокой частоте электролитический конденсатор С228, предотвращая перегрев последнего.

Первичная обмотка линейного трансформатора Т2 соединена с се-

тевым фильтром через предохранитель FU2. а вторичная обмотка подключена к мостовому выпрямителю VD24 со сглаживающим фильтром С36, С38. Выпрямленное напряжение подведено к параметрическому стабилизатору R34-VD13-VT9, стабилизированное напряжение с которого подается на П-образный фильтр С14.. C19-L1-C23.. С27, СЗО.

Задающий генератор ИИП построен на микросхеме DA1 — 2-тактном контроллере UC3825 ф.Texas Instruments (Unitrode) с цепями обвязки". Максимальный ток каждого из ключевых транзисторов указанной ИМС — 2 А при длительности импульсов 0,5 мкс (0,5 А на постоянном токе). Назначение выводов ИМС UC3825 в пластмассовом корпусе DIP-16 (рис.2) следующее [4, C.171]:

 

10-киловаттный  ИИП для  концертного усилителя

инвертирующий вход усилителя ошибки;

2 неинвертирующий вход усилителя ошибки,

3 выход усилителя ошибки,

4—вывод синхронизации частоты,

5 частотозадающий резистор,

6 конденсатор, задающий частоту и длительность паузы на нуле,

7 вывод пилообразного напряжения;

8 вывод для организации "мягкого" запуска,

9 вход системы блокировки по току и запрета генерации импульсов;

10 общий провод слаботочных цепей контроллера;

11 —выход оконечного каскада "А",

12 общий провод сильноточного оконечного каскада.

13 вывод для подачи напряжения питания на оконечный каскад;

14 выход оконечного каскада "В";

15  вывод для подключения к источнику питания ЗГ,

16 выход опорного напряжения (+5,1 В).

На резисторах R2, R10, R52, R58 (рис. 1) организован делитель выходного напряжения ИИП, которое приложено к конденсаторам С230...С257, С258...С285. Элементы С5 и R11 повышают помехоустойчивость системы автоматического регулирования. Постоянное напряжение, падающее на резисторах R2 и R10, подведено к инвертирующему входу усилителя ошибки микросхемы DA1. Согласно справочным данным фирмы-производителя, это напряжение должно лежать в диапазоне -0,3...+7 В относительно вывода 10 микросхемы. Если на делитель R2-R10-R52-R58 подается постоянное напряжение 200 В, то регулировкой сопротивления R10 можно добиться на выводе 1 DA1 напряжения а диапазоне +0,27. ..+5,3 В (по отношению к потенциалу выводов 10 и 12). Следует заметить, что регулировка R10 повлечет изменение выходного напряжения, а следовательно, и напряжения на инвертирующем входе усилителя сигнала ошибки.

Система стабилизации выходного напряжения работает так. Если выходное напряжение ИИП по какой-либо причине возрастает, то также увеличивается напряжение, поступающее с делителя на вывод 1 DA1. Это вызывает уменьшение коэффициента заполнения генерируемых микросхемой импульсов, поступающих в силовые модули, т.е. уменьшение длительности раз-нополярных импульсов при неизменной частоте генерации. Эффективные напряжения на вторичных обмотках импульсного трансформатора Т4 снижаются, и постоянное напряжение после демодулирующего дросселя L7, приложенное к кон-

денсаторам С230...С285, возвращается к первоначальному уровню.

Контроль постоянного напряжения осуществляется именно на входе силового высокочастотного фильтра, а не на его выходе, так как наличие чрезмерного сдвига фазы привело бы к неустойчивости системы автоматического регулирования выходного напряжения (вместо отрицательной могла возникнуть положительная обратная связь и самовозбуждение ИИП). Крайне важно, чтобы конденсаторы С230...С243 и С258...С271 имели минимальные значения паразитного сопротивления и индуктивности.

Цепочка R9-C8 — корректирующая усилителя сигнала ошибки. Опорное напряжение (+5,1 В) подается непосредственно на неинвертирующий вход 2 усилителя ошибки. Керамический конденсатор С2 осуществляет фильтрацию пульсаций. Номиналы R1, R4 и С1 задают частоту импульсов, которые вырабатывает DA1. Емкость С1 определяет длительность паузы ("dead time") между разнополярными импульсами, Чем больше емкость С1, тем длиннее dead time.

На компонентах С6, R3, VT1 собрана цепь "мягкого" запуска задающего генератора DA1. Элементы R12, С12, С13 — пассивный фильтр, подавляющий высокочастотные пульсации и "разделяющий" слаботочные предварительные цепи и сильноточный оконечный каскад DA1. Конденсаторы С12 и С13 должны обладать как можно меньшими паразитными сопротивлением и индуктивностью. Конденсатор С13 — керамический. Номинальное напряжение танталового конденсатора С12 не должно быть

ниже 50 В, иначе он может пробиться, причем танталовые конденсаторы обычно выходят из строя с замыканием цепи.

Между выходным каскадом микросхемы DA1 и цепями форсирования разряда емкостей затвор-эмиттер ключевых транзисторов силовых модулей VT2 и VT10 размещен драйвер с двумя MOSFET VT5 и VT6. Их назначение — умощнение импульсов, подаваемых на обмотку I согласующего трансформатора Т1. Резисторы R16 и R17 задерживают отпирание и запирание транзисторов VT5 и VT6, a R18 и R19 разряжают их емкости затвор-исток. RC-цепочки C20-R22 и С21-R23 необходимы для демпфирования первичных полуобмоток импульсного трансформатора Т1. Без них форма импульсов управления ключевыми транзисторами модулей VT2 и VT10 была бы сильно искажена, что неизбежно привело бы к аварийной ситуации.

Силу тока, протекающего по первичной обмотке I силового импульсного трансформатора Т4, отслеживает трансформатор тока ТЗ. Импульсы тока, протекая через резисторы R39, R40, R43 и R44, создают на них падения напряжения, величины которых пропорциональны току первичной обмотки. Скорость нарастания напряжений  на этих резисторах снижают RC-цепочки C40-R37 и C41-R38, которые, кроме того, способствуют быстрому затуханию паразитных колебательных процессов. Двунаправленные трансилы (transil — Transient Voltage Suppression Diode) VD20 и VD21 ограничивают амплитуды импульсов перенапряжения.

Импульсы выпрямляют диоды Шот-тки VD16 и VD17, нагруженные на СЗЗ и R33, образующие пиковый детектор. Выпрямленное напряжение подводится к делителю напряжения R27-R32. Вращеним движка подстроенного резистора R27 производится регулировка необходимой чувствительности, которой должна обладать система срабатывания защиты по току. С делителя напряжения сигнал о перегрузке поступает на многозвенный фильтр C9-C29-C31-R15-R26, подавляющий высокочастотные пульсации. Чем больше емкости С9, С29, С31 и чем выше сопротивления R15 и R26, тем большей инерционностью обладает система защиты по току. Если она будет чрезмерно инерционной, то не сможет выполнять защитные функции, а если чересчур быстродействующей, возможны ложные срабатывания.

Отфильтрованное напряжение сигнала о перегрузке поступает на вход 9 микросхемы DA1, что в случае аварийного возрастания тока обеспечит блокировку контроллера. Пока напряжение на выводе 9 DA1 составляет +0,9. ..+1,1 В по отношению к выводу 10, происходит уменьшение коэффициента заполнения импульсов, а в случае, если это напряжение достигает +1,25.. .+1,55 В, формирование импульсов прекращается. Типовое время задержки выключения по выводу 9 ИМС UC1825, UC2825 и UC3825 составляет всего 50 нс, а максимальная длительность задержки не превышает 80 нс [4, С.172]. Согласно справочнику, наибольшее напряжение, которое допустимо подать на вход 9 относительно вывода 10, составляет +6 В, а в данном устройстве не превышает 3,8 В.

Согласующий трансформатор Т1, трансформатор тока ТЗ и силовой импульсный трансформатор Т4 обеспечивают гальваническую развязку входных и выходных цепей устройства. Трансформатор Т1 берет на себя функции гальванической развязки цепей форсированного разряда затворных емкостей IGBT-модулей VT2 и VT10 друг от друга и от транзисторного драйвера. Цепи форсированного запирания IGBT-модулей VT2 и VT10 представлены четырьмя группами компонентов: R13, R20, R24, VD5, VD7, VD9, VT3; R14, R21, R25, VD6, VD8, VD10, VT4; R28, R30, R35, VD11, VD14, VD18, VT7; а также R29, R31, R36, VD12, VD15, VD19, VT8. Резисторы R20, R21, R30 и R31 нужны для замедления включения и выключения соответствующих транзисторов в силовых модулях VT2 и VT10, снижения амплитуды и длительности колебательных процессов. Без этого существовала бы опасность потери управляемости IGBT-модулей из-за "защелкивания" паразитных тиристорных структур, вызванная чрезмерно высокой скоростью нарастания сигнала. Специалисты ф.Роwеrех, Inc., выпускающей силовые модули CM300DU-24NFH, рекомендуют сопротивления затворных резисторов в диапазоне 1...10 Ом. Резисторы R24, R25, R28 и R29 демпфируют паразитные колебания, возникающие в цепях. Если убрать нагрузки обмоток II, III, IV и V согласующего трансформатора Т1 и рези-

сторы R24, R25, R28 и R29, форма импульсов напряжения на вторичных обмотках этого трансформатора принимает вид, показанный на рис.3 (длительность развертки — 5 мкс/дел.). Получения импульсов с такими затухающими колебательными процессами следует избегать. При включении источника напряжение питания преобразователя приложено к паразитным делителям напряжения, образованным из емкостей затвор-эмиттер и затвор-коллектор IGBT-модулей. Если не ограничивать напряжения между затворами и эмиттерами на безопасном для транзисторов уровне, они пробьются. Напряжение затвор-эмиттер в IGBT-модулях CM300DU-24NFH не должно превышать ±20 В, что является обычной величиной для этого класса приборов. Защиту цепей затвор-эмиттер берут на себя двунаправленные ограничительные диоды VD5, VD6. VD18 и VD19. Ускоренный разряд емкостей затвор-эмиттер IGBT-модулей обеспечивают биполярные p-n-р транзисторы VT3, VT4, VT7 и VT8, которые, открываясь, шунтируют управляющие входы электронных ключей. Разряду емкостей затвор-эмиттер также

10-киловаттный  ИИП для  концертного усилителя

10-киловаттный  ИИП для  концертного усилителя

Рейтинг@Mail.ru
Яндекс.Метрика